发表于：2012/12/27 10:29:42
#0楼
摘要：介绍了一种具有多路输出的单端反激式开关电源的设计方法，给出了利用单片开关电源集成芯片TOP243Y的电源设计实例，对外围输入EMI滤波电路、钳位电路、高频变压器、输出整流滤波电路等部分的设计过程进行了详细的分析和说明，并对设计样机进行组装和调试。
关键词：开关电源;TOP243Y;高频变压器;钳位电路;样机调试
基于某课题项目中的嵌入式设备的电源需求，根据实际需要收集设计电源的参数指标，分析并设计一款基于TOP243Y的单片反激开关电源设计，最终通过样机的组装和调试对设计结果进行验证。
1 电源技术指标的收集
本设计是基于一款嵌入式ARM开发板而设计的电源，根据具体设备电源的需求，收集以下指标：输入电压范围：220±20%;输出电压和对应的电流值：5 V/1A，12V/1A，-12V/1A，输出纹波：<1%，工作温度：-40～85℃，电压调整率：±0.1%，负载调整率：≤±5%，损耗因数：0.5。
2 EMI滤波器及输入整流电路设计
在大多数场合EMI电源滤波器主要抑制共模干扰信号。本设计EMI滤波器中的CX、CIN1和LCM就是用来滤除共模干扰的。共模电感通常取5～33 mH，本设计取为6 mH。整流桥选用1N4001(1A/1 000 V)，此管可对电流电压留有一定的余量。
CIN1的值可通过式(1)进行计算：
c.JPG
可得：CIN1≈3.16×10-5F，留有一定余量，本设计取CIN1为33 μF。CX为X电容，在使用开关电源的PI电路中，其最佳电容量是0.1～0.33 μF，本设计取为0.1 μF。
3 高频变压器的设计
3.1 变压器磁芯的选择
在单片开关电源设计中，通常选择锰锌铁氧体材料的磁芯，磁芯截有效面积可用下面经验公式(2)计算：
d.JPG
其中Ae是磁芯有效面积，ηr是变压器的转换效率，通常取0.75～0.95之间数，本设计取0.9。经计算得到Ae≈0.85 cm2，然后查变压器的磁芯对照表，最后选择EE28磁芯。
3.2 计算脉冲信号量大占空比OMAX
当电网电压在220±20%范围内变化时，经全波整流后的直流输入电压最小为Vin(min)为208.86V。根据公式(3)可得最大占空比为：
e.JPG
其中VOR为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。根据本设计要求计算时取VOR=110 V，VDS为主开关导通对D、S间压降，典型值为10 V。经计算得到：DMAX≈0.36。
3.3 计算初级峰值电流
平均值电流如式(4)所示：
f1.jpg
3. 4 计算变压器原边的电感量
f2.jpg
其中Z是损耗分配因子。一般取作0.5。经计算可得：LP≈1 860.29μH3.5 次级绕组匝数NS的计算
本文选用TOP243YN作为开关电源的主芯片，对TOPSwitch器件来说：
NS=0.6(VO+VD) (7)
式(7)中VO为输出电压，VD为输出二极管正向压降。本设计5 V输出二极管采用超快恢复肖特基二极管，因此：NS≈3.4取整数，次级绕组NS为4匝。
3.6 初级绕组匝数NP的计算
f3.jpg
取整数，初级绕组NP为78匝。
3.7 偏置绕组匝数的计算
f4.jpg
其中VB是偏置电压，这里取为12 V，VDB是偏置二极管正向电压降，这里取为0.95 V。偏置绕组取整数则大约需要9匝。
3.8 其他2个次级绕组的匝数的计算
±12 V次级绕组的电压：VS1=VO+VD+VL=12.9 V。故可得：n≈0.117 2，则两个次级匝数计算为：NS1(2)≈9.05，取整数后，+12V次级绕组均取为9匝。
3.9 确定初级导线的内径
根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用式(11)计算有效骨架宽度bE：
bE=d(b-2M) (11)
本设计中取d=3，b=9.6mm，M=0代入式(11)：bE=28.8mm。
利用式(12)计算导线的外径：
得到：DPM≈0.36mm，由AWG的导线规格表查得，与直径0.36mm最接近线号是28AWG。
3.10 确定次级导线的内径
次级裸导线直径可用式(13)表示：
f.JPG
其中，根据文献可得电流密度为式(14)：
g.JPG
代入电流密度和次级有效值电流的值，可得到次级导线线径为：DSM≈0.98 mm。
当DSM>0.4mm时，建议应采用多股导线并绕NS匝，由AWG的导线规格表可得选用25AWG。与单股粗导线绕制方法相比，多股并绕能增大次级绕组的等效截面积，改善磁场耦合程度，减小漏感。
3.11 变压器气隙的计算
对于单端度激式变压器的磁芯，为了避免磁芯饱和，减小变压器的高频磁芯损耗及发热问题，应该在磁回路中加入一个适当的气隙σ。
h.JPG
4 无源RCD钳位电路的参数设计
在MOSFET管漏极增加钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收，防止开关管损坏，如图1所示。
a.JPG
4.1 确定钳位电阻
漏源间电压的经验公式为：
i.JPG
其中漏感取为62.4μH，取为27 kΩ。
4.2 确定钳位电容CC
钳位电容CC的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，可通过下式来确定最小值为：
j.JPG
4.3 确定钳位二极管
钳位电路中的二极管一般选择快速恢复二极管，它的耐压值应大于最大直流输入电压。本设计选取快速恢复二极管FR106。
5 输出整流滤波电路及后级滤波电路的设计
输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。根据计算分析整流二极管可以选用的型号为SB150。另外两路输出及偏执绕组的二极管分别为：12 V均选用肖特基整流SB180，偏置绕组选用超快恢复二极管MUR110。
对输出滤波电容的选择来说，纹波电流和ESR(等效串联阻抗)是它的2个重要参数。在保证控制环路的带宽足够的前提下，应选择耐压值高和容值低的滤波电容。本电源的输出滤波电容选择为：5 V输出选择为680μF/35 V低ESR电容，12V选择为330μF/35V低ESR电容。若滤波效果不理想，可以在下级再串联一个L、C滤波环节，这里叫做后级滤波环节。根据经验，L取2.2～10 μH，电容推荐选择120 μF/35V低ESR电容。低压开关柜转
6 反馈环路的设计
开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电流电压。本设计采用稳压器TL431与光耦PC817A组合的环路动态电流控制补偿电路。
7 样机组装与调试
本设计最终电气原理图如图1所示。根据电气原理图进行前期的软件仿真分析验证，之后就要进行设计样机的组装和调试。组装电路时注意电路板的规捌和元器件的选取，安装设计要求来布局布线，并尽量选取和计算结果贴近的元器件。最终对完成组装的样机进行先期的调试验证及各个元器件的失效性分析，最终方可用于实际的使用。本开关电源装置是为课题组某嵌入式系统提供的稳定的三路直输出流电源。最终通过示波器验证输出稳定，可用于实际课题实验中。示波器验证输出波形如图2所示：其中波形图上下分别代表5 V和12 V输出，经分析基本符合设计输出和纹波等要求。
b.JPG
8 结束语
文中主要分析与设计了一款单端反激式开关电源，重点其前级整流滤波、钳位电路及高频变压器的设计进行详细理论分析，最后对样机进行组装和调试，希望通过本文对设计者有一定启发和示范作用。
关键词：开关电源;TOP243Y;高频变压器;钳位电路;样机调试
基于某课题项目中的嵌入式设备的电源需求，根据实际需要收集设计电源的参数指标，分析并设计一款基于TOP243Y的单片反激开关电源设计，最终通过样机的组装和调试对设计结果进行验证。
1 电源技术指标的收集
本设计是基于一款嵌入式ARM开发板而设计的电源，根据具体设备电源的需求，收集以下指标：输入电压范围：220±20%;输出电压和对应的电流值：5 V/1A，12V/1A，-12V/1A，输出纹波：<1%，工作温度：-40～85℃，电压调整率：±0.1%，负载调整率：≤±5%，损耗因数：0.5。
2 EMI滤波器及输入整流电路设计
在大多数场合EMI电源滤波器主要抑制共模干扰信号。本设计EMI滤波器中的CX、CIN1和LCM就是用来滤除共模干扰的。共模电感通常取5～33 mH，本设计取为6 mH。整流桥选用1N4001(1A/1 000 V)，此管可对电流电压留有一定的余量。
CIN1的值可通过式(1)进行计算：
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可得：CIN1≈3.16×10-5F，留有一定余量，本设计取CIN1为33 μF。CX为X电容，在使用开关电源的PI电路中，其最佳电容量是0.1～0.33 μF，本设计取为0.1 μF。
3 高频变压器的设计
3.1 变压器磁芯的选择
在单片开关电源设计中，通常选择锰锌铁氧体材料的磁芯，磁芯截有效面积可用下面经验公式(2)计算：
d.JPG
其中Ae是磁芯有效面积，ηr是变压器的转换效率，通常取0.75～0.95之间数，本设计取0.9。经计算得到Ae≈0.85 cm2，然后查变压器的磁芯对照表，最后选择EE28磁芯。
3.2 计算脉冲信号量大占空比OMAX
当电网电压在220±20%范围内变化时，经全波整流后的直流输入电压最小为Vin(min)为208.86V。根据公式(3)可得最大占空比为：
e.JPG
其中VOR为反射电压，是指当功率开关管关断且次级电路处于导通状态时，次级电压感应到初级端的电压值。根据本设计要求计算时取VOR=110 V，VDS为主开关导通对D、S间压降，典型值为10 V。经计算得到：DMAX≈0.36。
3.3 计算初级峰值电流
平均值电流如式(4)所示：
f1.jpg
3. 4 计算变压器原边的电感量
f2.jpg
其中Z是损耗分配因子。一般取作0.5。经计算可得：LP≈1 860.29μH3.5 次级绕组匝数NS的计算
本文选用TOP243YN作为开关电源的主芯片，对TOPSwitch器件来说：
NS=0.6(VO+VD) (7)
式(7)中VO为输出电压，VD为输出二极管正向压降。本设计5 V输出二极管采用超快恢复肖特基二极管，因此：NS≈3.4取整数，次级绕组NS为4匝。
3.6 初级绕组匝数NP的计算
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取整数，初级绕组NP为78匝。
3.7 偏置绕组匝数的计算
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其中VB是偏置电压，这里取为12 V，VDB是偏置二极管正向电压降，这里取为0.95 V。偏置绕组取整数则大约需要9匝。
3.8 其他2个次级绕组的匝数的计算
±12 V次级绕组的电压：VS1=VO+VD+VL=12.9 V。故可得：n≈0.117 2，则两个次级匝数计算为：NS1(2)≈9.05，取整数后，+12V次级绕组均取为9匝。
3.9 确定初级导线的内径
根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用式(11)计算有效骨架宽度bE：
bE=d(b-2M) (11)
本设计中取d=3，b=9.6mm，M=0代入式(11)：bE=28.8mm。
利用式(12)计算导线的外径：
得到：DPM≈0.36mm，由AWG的导线规格表查得，与直径0.36mm最接近线号是28AWG。
3.10 确定次级导线的内径
次级裸导线直径可用式(13)表示：
f.JPG
其中，根据文献可得电流密度为式(14)：
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代入电流密度和次级有效值电流的值，可得到次级导线线径为：DSM≈0.98 mm。
当DSM>0.4mm时，建议应采用多股导线并绕NS匝，由AWG的导线规格表可得选用25AWG。与单股粗导线绕制方法相比，多股并绕能增大次级绕组的等效截面积，改善磁场耦合程度，减小漏感。
3.11 变压器气隙的计算
对于单端度激式变压器的磁芯，为了避免磁芯饱和，减小变压器的高频磁芯损耗及发热问题，应该在磁回路中加入一个适当的气隙σ。
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4 无源RCD钳位电路的参数设计
在MOSFET管漏极增加钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收，防止开关管损坏，如图1所示。
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4.1 确定钳位电阻
漏源间电压的经验公式为：
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其中漏感取为62.4μH，取为27 kΩ。
4.2 确定钳位电容CC
钳位电容CC的值应取得足够大以保证其在吸收漏感能量时自身的脉动电压足够小，可通过下式来确定最小值为：
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4.3 确定钳位二极管
钳位电路中的二极管一般选择快速恢复二极管，它的耐压值应大于最大直流输入电压。本设计选取快速恢复二极管FR106。
5 输出整流滤波电路及后级滤波电路的设计
输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。根据计算分析整流二极管可以选用的型号为SB150。另外两路输出及偏执绕组的二极管分别为：12 V均选用肖特基整流SB180，偏置绕组选用超快恢复二极管MUR110。
对输出滤波电容的选择来说，纹波电流和ESR(等效串联阻抗)是它的2个重要参数。在保证控制环路的带宽足够的前提下，应选择耐压值高和容值低的滤波电容。本电源的输出滤波电容选择为：5 V输出选择为680μF/35 V低ESR电容，12V选择为330μF/35V低ESR电容。若滤波效果不理想，可以在下级再串联一个L、C滤波环节，这里叫做后级滤波环节。根据经验，L取2.2～10 μH，电容推荐选择120 μF/35V低ESR电容。低压开关柜转
6 反馈环路的设计
开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电流电压。本设计采用稳压器TL431与光耦PC817A组合的环路动态电流控制补偿电路。
7 样机组装与调试
本设计最终电气原理图如图1所示。根据电气原理图进行前期的软件仿真分析验证，之后就要进行设计样机的组装和调试。组装电路时注意电路板的规捌和元器件的选取，安装设计要求来布局布线，并尽量选取和计算结果贴近的元器件。最终对完成组装的样机进行先期的调试验证及各个元器件的失效性分析，最终方可用于实际的使用。本开关电源装置是为课题组某嵌入式系统提供的稳定的三路直输出流电源。最终通过示波器验证输出稳定，可用于实际课题实验中。示波器验证输出波形如图2所示：其中波形图上下分别代表5 V和12 V输出，经分析基本符合设计输出和纹波等要求。
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8 结束语
文中主要分析与设计了一款单端反激式开关电源，重点其前级整流滤波、钳位电路及高频变压器的设计进行详细理论分析，最后对样机进行组装和调试，希望通过本文对设计者有一定启发和示范作用。