发表于：2010/2/24 10:28:58
#0楼
摘 要：为了减小矩阵式变换器输出电压误差和输出电流畸变，提出了一种输出电压补偿方案。针对不同的输出电压误差成因采用不同的补偿方法，直接脉宽补偿用于多步换流和器件开关延时，等效电压补偿用于器件导通压降。在矩阵式变换器-异步电机矢量控制系统上进行了实验研究。当输出频率为5 Hz时，采用该补偿方案使输出电流总谐波畸变率(THD)从6．32％降低至4．92％；当频率为15 Hz时，输出电流THD从5．46％降低5．30％。结果表明：采用该补偿方案可以有效抑制输出电流THD，在低速运行下补偿效果更加明显。
关键词：变流器；矩阵式变换器；补偿；换流
矩阵式变换器是一种直接型的交流-交流电力变换装置，其结构不同于传统的交-直-交变换器，取消了中间直流储能环节，因此电路结构紧凑、体积小。近些年，矩阵式变换器一直是电力电子研究的焦点之一，并取得了较大的进展。然而，与普通逆变器类似的，由于电力半导体器件的非理想特性，矩阵式变换器不可避免地存在多步换流延时、器件的开通／关断延时以及器件的导通压降，从而引起输出电压误差和电流畸变，直接影响矩阵式变换器-异步电机驱动系统的性能，在低速轻载情况下该效应尤为明显。目前，对于该问题的研究主要集中在多步换流产生的影响上。
为了尽可能减小不同成因引起的输出电压误差和输出电流畸变，本文提出了一种对输出电压进行补偿的方案，针对换流及器件开关延时和器件导通压降分别采用2种不同的补偿方法——直接脉宽补偿和等效电压补偿，从而有效地减小了矩阵式变换器的输出电压误差，抑制了输出电流畸变，提高输出波形质量。
1 输出电压误差分析
1．1 多步换流延时及器件的开通／关断延时
如图1所示三相-三相矩阵式变换器由9个双向开关(Sij,i=A，B，C；j=a．b，c)组成，图中a、b、c表示输入三相，A、B、C表示输出三相。
基于矩阵式变换器输入不短路、输出不断路的原则，其双向开关间的换流一般需要多步完成，必然带来多步换流延时。此外，器件开通和关断也存在延时。这些延时会引起矩阵式变换器实际输出电压与参考电压之间的误差，即输出电压误差△U＇。
传统的4步、3步、2步换流方法如图2所示。假设负载电流方向为正，传导电流的绝缘栅双极晶体管(IGBT)是SXP或Syp。实际换流时刻由输入电压相对大小决定。以4步换流为例，假定Ux>Uy。由于在第2步时Syp反向偏置，故实际换流将在第3步发生，换流延时Terr为t1+t2，t1、t2定义如图2。依此类推，采用3步和2步换流时Terr均为t1。
本文采用空间矢量调制算法和九段式脉宽调制方式(PWM)。以下以B相为例，详细分析在一个采样周期(如图3所示含4次换流)中，采用不同换流方法时的输出电压误差△U＇B。假设输出电流方向为正，输入电压大小为Ua>Uc>Ub。图3为4步换流下的开关状态和输出电压误差，各符号定义如图1，“+”表示正向(输入至输出)开关，“一”表示反向开关。粗线表示输出电压，阴影部分表示△U＇B。
在换流l和2中，换流发生在第2步，而在换流3和4中，换流发生在第3步。考虑到器件的通断延时，则4次换流的Terr分别为t1+Ton、t1+Ton、t1+t2+Toff和t1+t2+Toff；因此，在该采样周期中，延时产生的输出电压误差的平均值为
1．2 器件的导通压降
目前矩阵式变换器选用的电力电子器件均为非理想器件，存在导通压降，将引起输出电压误差△U”。尤其是在负载电机低速情况下，由于电机电压较低，器件导通压降所占的比重增大，其影响将更为显著。假设输出电流为负，一个采样周期中器件导通压降产生的输出电压误差如图4所示。
不同于延时作用，△U”是一个恒定量UF(双向开关的导通压降)，大小取决于双向开关的构成和选用功率器件的特性。本文选用图1所示的共集电极开关结构，相应的UF=Ud+UIGBT，其中Ud和UIGBT分别为二极管和IGBT的导通压降。误差极性由输出电流方向决定。输出电流为负时，参考电压小于输出电压，因此，△U”满足
式中sign(Io)为输出电流方向的极性。
2 输出电压误差补偿
参考传统PWM逆变器的死区补偿方法，可采取2类有效的补偿方式：直接补偿脉宽和间接补偿等效电压误差矢量。由于矩阵式变换器的输出电压误差成因复杂，因此本文选用了两种补偿方法。图5为带补偿的矩阵式变换器-异步电机矢量控制系统。系统采用4步换流策略。
2．1 针对换流和开关延时的补偿
根据1．1节的分析，PWM脉宽分布直接影响输出电压，因此，通过调制脉宽可实现△U＇的补偿。
一个采样周期中，换流和开关延时产生的三相输出电压误差如图6a、6b、6c所示。开关状态对称分布(如图6d所示)。如图6e所示，如果将脉宽T1/2调制为T＇1／2=T1／2+Td／2，则换流1的Terr由t1+Ton变为t1+Ton+Td／2，换流8的Terr由t1+t2+Toff变为t1+t2+Toff-Td／2。简单推导可知t1+t2+Toff-Td／2=t1+Ton+Td／2，即换流1和8产生的误差相互抵消。同样地，调制T2、T3、T4可消除换流2和7、换流3和6、换流4和5的误差。
因此，在该采样周期中，对脉宽应进行如下补偿(如图5所示的补偿方法B)。
其它采样周期依此推导。
2．2 针对器件导通压降的补偿
根据1.2节分析，△U”在某一时刻为恒定量UF，与换流方法无关。假设IA>0，IB>0，IC<0，由式(6)可以得到输出三相的分别为：
3 实验结果
本文在一套矩阵式变换器-异步电机矢量控制样机系统(如图5所示)中对上述补偿方法进行了实验验证。系统的控制电路以DSPTMS320F240和CPLD EPM9320LC84为核心，前者实现空间矢量调制和带补偿的矢量控制，后者执行带补偿的四步换流策略。负载为一台2．2 kW的异步电机。
图7是负载电机转速为120 r／min(即输出频率4 Hz)时，无补偿下的三相输出电流和输出线电压。图8是相同转速下带补偿的输出电流电压波形。由于输出电压误差会导致输出电流的波形畸变，因此，根据大量的实验结果，计算得到不同输出频率下的输出电流THD，如图9所示。
可以看出：采用本文提出的补偿方案，在输出频率为5 Hz时，输出电流THD从6．32％降低至4．92％；在频率为15 Hz时，输出电流THD从5．46％降低5．30％。这表明，所提出的补偿方案可以有效抑制输出电流的THD，并且输出频率愈低补偿愈有效。
4 结 论
分析了矩阵式变换器输出电压误差的成因，提出一种计算简单易于实现的输出电压补偿方案，针对多步换流和器件开通／关段延时引起的输出电压误差采用直接脉宽补偿；针对器件导通压降产生的输出电压误差采用等效电压补偿。将输出频率为5Hz和15 Hz时的输出电流THD分别降低了1．40和0．16百分点。结果证明，采用本文提出的补偿方案，明显地减小了输出电流THD，有效地提高了矩阵变换器的输出性能，并且输出频率愈低改善效果愈明显。
关键词：变流器；矩阵式变换器；补偿；换流
矩阵式变换器是一种直接型的交流-交流电力变换装置，其结构不同于传统的交-直-交变换器，取消了中间直流储能环节，因此电路结构紧凑、体积小。近些年，矩阵式变换器一直是电力电子研究的焦点之一，并取得了较大的进展。然而，与普通逆变器类似的，由于电力半导体器件的非理想特性，矩阵式变换器不可避免地存在多步换流延时、器件的开通／关断延时以及器件的导通压降，从而引起输出电压误差和电流畸变，直接影响矩阵式变换器-异步电机驱动系统的性能，在低速轻载情况下该效应尤为明显。目前，对于该问题的研究主要集中在多步换流产生的影响上。
为了尽可能减小不同成因引起的输出电压误差和输出电流畸变，本文提出了一种对输出电压进行补偿的方案，针对换流及器件开关延时和器件导通压降分别采用2种不同的补偿方法——直接脉宽补偿和等效电压补偿，从而有效地减小了矩阵式变换器的输出电压误差，抑制了输出电流畸变，提高输出波形质量。
1 输出电压误差分析
1．1 多步换流延时及器件的开通／关断延时
如图1所示三相-三相矩阵式变换器由9个双向开关(Sij,i=A，B，C；j=a．b，c)组成，图中a、b、c表示输入三相，A、B、C表示输出三相。
基于矩阵式变换器输入不短路、输出不断路的原则，其双向开关间的换流一般需要多步完成，必然带来多步换流延时。此外，器件开通和关断也存在延时。这些延时会引起矩阵式变换器实际输出电压与参考电压之间的误差，即输出电压误差△U＇。
传统的4步、3步、2步换流方法如图2所示。假设负载电流方向为正，传导电流的绝缘栅双极晶体管(IGBT)是SXP或Syp。实际换流时刻由输入电压相对大小决定。以4步换流为例，假定Ux>Uy。由于在第2步时Syp反向偏置，故实际换流将在第3步发生，换流延时Terr为t1+t2，t1、t2定义如图2。依此类推，采用3步和2步换流时Terr均为t1。
本文采用空间矢量调制算法和九段式脉宽调制方式(PWM)。以下以B相为例，详细分析在一个采样周期(如图3所示含4次换流)中，采用不同换流方法时的输出电压误差△U＇B。假设输出电流方向为正，输入电压大小为Ua>Uc>Ub。图3为4步换流下的开关状态和输出电压误差，各符号定义如图1，“+”表示正向(输入至输出)开关，“一”表示反向开关。粗线表示输出电压，阴影部分表示△U＇B。
在换流l和2中，换流发生在第2步，而在换流3和4中，换流发生在第3步。考虑到器件的通断延时，则4次换流的Terr分别为t1+Ton、t1+Ton、t1+t2+Toff和t1+t2+Toff；因此，在该采样周期中，延时产生的输出电压误差的平均值为
1．2 器件的导通压降
目前矩阵式变换器选用的电力电子器件均为非理想器件，存在导通压降，将引起输出电压误差△U”。尤其是在负载电机低速情况下，由于电机电压较低，器件导通压降所占的比重增大，其影响将更为显著。假设输出电流为负，一个采样周期中器件导通压降产生的输出电压误差如图4所示。
不同于延时作用，△U”是一个恒定量UF(双向开关的导通压降)，大小取决于双向开关的构成和选用功率器件的特性。本文选用图1所示的共集电极开关结构，相应的UF=Ud+UIGBT，其中Ud和UIGBT分别为二极管和IGBT的导通压降。误差极性由输出电流方向决定。输出电流为负时，参考电压小于输出电压，因此，△U”满足
式中sign(Io)为输出电流方向的极性。
2 输出电压误差补偿
参考传统PWM逆变器的死区补偿方法，可采取2类有效的补偿方式：直接补偿脉宽和间接补偿等效电压误差矢量。由于矩阵式变换器的输出电压误差成因复杂，因此本文选用了两种补偿方法。图5为带补偿的矩阵式变换器-异步电机矢量控制系统。系统采用4步换流策略。
2．1 针对换流和开关延时的补偿
根据1．1节的分析，PWM脉宽分布直接影响输出电压，因此，通过调制脉宽可实现△U＇的补偿。
一个采样周期中，换流和开关延时产生的三相输出电压误差如图6a、6b、6c所示。开关状态对称分布(如图6d所示)。如图6e所示，如果将脉宽T1/2调制为T＇1／2=T1／2+Td／2，则换流1的Terr由t1+Ton变为t1+Ton+Td／2，换流8的Terr由t1+t2+Toff变为t1+t2+Toff-Td／2。简单推导可知t1+t2+Toff-Td／2=t1+Ton+Td／2，即换流1和8产生的误差相互抵消。同样地，调制T2、T3、T4可消除换流2和7、换流3和6、换流4和5的误差。
因此，在该采样周期中，对脉宽应进行如下补偿(如图5所示的补偿方法B)。
其它采样周期依此推导。
2．2 针对器件导通压降的补偿
根据1.2节分析，△U”在某一时刻为恒定量UF，与换流方法无关。假设IA>0，IB>0，IC<0，由式(6)可以得到输出三相的分别为：
3 实验结果
本文在一套矩阵式变换器-异步电机矢量控制样机系统(如图5所示)中对上述补偿方法进行了实验验证。系统的控制电路以DSPTMS320F240和CPLD EPM9320LC84为核心，前者实现空间矢量调制和带补偿的矢量控制，后者执行带补偿的四步换流策略。负载为一台2．2 kW的异步电机。
图7是负载电机转速为120 r／min(即输出频率4 Hz)时，无补偿下的三相输出电流和输出线电压。图8是相同转速下带补偿的输出电流电压波形。由于输出电压误差会导致输出电流的波形畸变，因此，根据大量的实验结果，计算得到不同输出频率下的输出电流THD，如图9所示。
可以看出：采用本文提出的补偿方案，在输出频率为5 Hz时，输出电流THD从6．32％降低至4．92％；在频率为15 Hz时，输出电流THD从5．46％降低5．30％。这表明，所提出的补偿方案可以有效抑制输出电流的THD，并且输出频率愈低补偿愈有效。
4 结 论
分析了矩阵式变换器输出电压误差的成因，提出一种计算简单易于实现的输出电压补偿方案，针对多步换流和器件开通／关段延时引起的输出电压误差采用直接脉宽补偿；针对器件导通压降产生的输出电压误差采用等效电压补偿。将输出频率为5Hz和15 Hz时的输出电流THD分别降低了1．40和0．16百分点。结果证明，采用本文提出的补偿方案，明显地减小了输出电流THD，有效地提高了矩阵变换器的输出性能，并且输出频率愈低改善效果愈明显。